В качестве источника опорного напряжения порядка 1.05 В используется инфракрасный светодиод, управляемый компенсационным источником тока на транзисторе Q1. Основной регулятор тока образован транзисторами Q2 и Q3. R1 задает уровень пускового тока, R2 ограничивает величину опорного тока, а с помощью R3 устанавливается ток транзистора Q2, через который проходит 99% тока регулятора. При включении схемы весь ток резистора R1 течет в базу транзистора Q3, который, в свою очередь, открывает Q1 и Q2, вследствие чего ток Q3 возрастает еще больше. Это продолжается до тех пор, пока не начинает проводить ток диод D1, после чего падения напряжения на R3 становится достаточно для того, чтобы Q3 начал закрываться, и цепь отрицательной обратной связи замыкается. Теперь Q3 начинает управлять транзисторами Q2 и Q1, на которые поступает одинаковое смещение, но токи которых, масштабируемые эмиттерным резистором R2, различны. С этого момента ток транзисторов Q1 и Q2 стабилизируется на уровне, определяемом величиной сопротивления R3 и, в меньшей степени, R2.

В связи с тем, что Q2 рассеивает в схеме бóльшую часть мощности, для поддержания стабильного тока Q1 необходимо обеспечить его тепловой контакт с Q2. Проще всего это сделать, выбрав Q1 и Q2 одинаковыми и привернув их с противоположных сторон одного теплоотвода. В случае небольших токов можно поступить по-другому, и приклеить Q1 к Q2. Можно, также, воспользоваться сдвоенным транзистором. И, наконец, есть четвертый вариант: отказаться от выравнивания температур и добиться компенсации за счет уменьшения сопротивления резистора R1. Поскольку рассеиваемая Q2 мощность будет зависеть от его коллекторного напряжения, уменьшение тока Q1 также будет функцией напряжения, что позволит выполнять компенсацию с помощью R1. К сожалению, все четыре метода неспособны исключить тепловые переходные процессы, возникающие при резком изменении напряжения питания, особенно сильные и продолжительные при использовании последнего варианта.

Величина тока Q2 определяется разностью между напряжением VD1 на диоде D1 и напряжением база-эмиттер транзистора Q3 (VBE, типичное значение которого равно.3…0.4 В), деленной на величину сопротивления R3:

Температурные коэффициенты прямого напряжения D1 и Q3 примерно совпадают (различие составляет 0.25 мВ/K), в результате чего результирующий температурный коэффициент регулятора получается равным приблизительно 0.07%/K. Поскольку типичное сопротивление резистора не превышает нескольких ом, подстройку тока проще всего выполнять изменением R2, что приведет к изменению тока через D1, и, следовательно, напряжения на R3.

Сопротивление R1 в большинстве случаев может иметь величину в несколько мегаом, поскольку начальный ток схемы очень мал; когда D1 закрыт, обратная связь имеет чисто положительный характер. Типичное сопротивление R2 находится в диапазоне от 200 до 300 Ом, а токи через Q1 и D1 имеют порядок миллиампера, даже, если величина основного проходящего тока составляет несколько ампер, ввиду того, что коэффициенты усиления Q2 и Q3 перемножаются.

В исследуемой схеме при снижении напряжения до 1.2 В ток падал на 5%. Это минимальное значение определяется напряжением VD1 и напряжениями насыщения транзисторов Q1 и Q3. Транзисторы следует выбирать с малым напряжением насыщения, такие, например, как 2N3904 для Q3 и MJE210 для Q1 и Q2. Это минимальное напряжение зависит от температуры, уменьшаясь при ее повышении, и увеличиваясь при снижении. В качестве основного проходного транзистора выбран прибор структуры PNP, однако схему легко модифицировать таким образом, чтобы заменить все транзисторы на NPN.

Для выключения регулятора достаточно закоротить диод D1, после чего в схеме останется лишь ток, протекающий через R1.