Этот несложный QRP-трансивер на диапазон 80 метров был разработан Дэвидом Форсманом (WA7JHZ) [1]. В его основе лежат высокочастотный лестничный кварцевый фильтр и два активных балансных смесителя на микросхемах SA612A [2]. Они обеспечивают значительное усиление сигнала, поэтому для постройки трансивера осталось добавить УРЧ и УМЗЧ в канале приема, усилитель мощности в канале передачи и ГПД. Основные трудности при таком построении трансивера вызывает коммутация прием/передача, поскольку необходимо переключать входы и выходы двух балансных смесителей. Кроме того, необходима коммутация антенны и цепей питания. В [1] автор использовал несколько переключателей, объединенных механически, что упростило электрическую схему, но усложнило изготовление трансивера, кроме того, механическим переключателем неудобно пользоваться при оперативной работе в эфире.
Стивен Вебер (KD1JV) пошел в этой разработке дальше и в трансивере, выполненном по такой же структурной схеме, применил электронные переключатели, что позволило управлять режимами прием/передача одной кнопкой (клавишей), расположенной на корпусе микрофона [3]. Для переключения кварцевого фильтра между входами и выходами балансных смесителей SA612A он использовал строенный аналоговый мультиплексор, 74НС4053. Кроме того, для повышения стабильности частоты он применил значительно более сложный ГПД.
Принципиальная схема аппарата показана на рис. 1. Рассмотрим его работу в режиме приема, когда переключатель прием/передача SA1 разомкнут и электретный микрофон ВМ1 отключен. На инвертирующем входе (вывод 2) ОУ DA2.2, служащего компаратором, действует напряжение высокого уровня, подаваемое через резистор R1. На выходе компаратора (вывод 1) — низкий уровень, который через диод VD1 поступает на управляющие входы электронных ключей микросхемы DA6, и они установлены в положение, показанное на схеме. Транзисторы VT2 и VT3 закрыты. Напряжение на коллекторе VT3 отсутствует, и транзисторы VT5—VT7 передающего тракта обесточены.
Сигнал от антенны через двухзвен-ный выходной фильтр передатчика L1L2C43—С46 и последовательный контур L3C41 поступает на базу УРЧ, собранного на транзисторе VT4. Поскольку напряжение сигналов от антенны значительно меньше порога открывания диодов VD4, VD5, они также не влияют на работу приемного тракта. Если же при сильных мешающих сигналах эти диоды будут вносить интермодуляционные искажения, автор рекомендует включить вместо каждого из диодов VD4, VD5 по два таких же диода последовательно. Последовательный контур L3C41 имеет невысокую добротность, тем не менее его целесообразно подстроить на среднюю частоту диапазона подбором числа витков катушки L3 или подстроенным конденсатором, присоединенным параллельно С41.
В УРЧ вместо обычно используемого транзистора 2N3904 автор применил лучший, малошумящий транзистор 2N5088. Несмотря на отсутствие колебательного контура в его коллекторной цепи транзистор дает значительное усиление. С нагрузки R14 сигнал поступает на вход (вывод 1) первого смесителя — микросхемы DA4. Другой ее вход (вывод 2) замкнут на общий провод переключателем DA6.2 и конденсатором С7. Гетеродинная часть микросхемы не использована как генератор — на вывод 6 подано напряжение от внешнего ГПД, перекрывающего полосу частот 5,2...5,5 МГц.
С выхода первого смесителя (вывод 4 DA4) сигнал ПЧ с частотой 9 МГц через ключ DA6.3 поступает на лестничный кварцевый фильтр, собранный на резонаторах ZQ2—ZQ5 и конденсаторах С12—С16. Намоточных изделий (катушек) в тракте ПЧ нет. Отфильтрованный сигнал через ключ DA6.1 проходит на вход (вывод 2) второго смесителя — микросхемы DA1. На ней же собран и второй гетеродин на частоту 9 МГц. В него входят кварцевый резонатор ZQ1 и емкостный делитель С9С10, обеспечивающий положительную обратную связь. Совместить частоту гетеродина со скатом АЧХ кварцевого фильтра позволяет подстроечный конденсатор С11.
Выделенный вторым смесителем сигнал 34 с вывода 5 DA1 через открытый транзистор VT1 и цепь R3C4 поступает на вход предварительного УЗЧ, собранного на ОУ DA2.1, далее на регулятор громкости R9 и оконечный УМЗЧ, выполненный по стандартной схеме на широкораспространенной МС DA5 серии LM386. Звук воспроизводит динамическая головка ВА1 с сопротивлением звуковой катушки 8... 16 Ом.
При переходе на передачу замыкают переключатель SA1 и постоянное напряжение на инвертирующем входе (вывод 2) компаратора DA2.2, поделенное резистором R1 и сопротивлением микрофона ВМ1, становится меньше напряжения на неинвертирующем входе (вывод 3), равном 6 В. Напряжение на выходе компаратора (вывод 1) становится высоким, переключая коммутатор DA6 и открывая транзисторы VT2 и VT3. Транзистор VT1 при этом закрывается, отключая УЗЧ приемника DA2.1. Через открытый транзистор VT3 поступает питание на транзисторы VT5 и VT6 передающего тракта и открывающее напряжение смещения на мощный транзистор оконечного каскада VT7.
Звуковой сигнал от микрофона через разделительный конденсатор С1 и регулятор уровня R2 поступает на вход микросхемы DA1, в которой происходит балансная модуляция колебаний кварцевого гетеродина. DSB-сигнап с частотой 9 МГц с выхода микросхемы (вывод 4) через ключ DA6.1 проходит на кварцевый фильтр, который и формирует SSB-сигнап. Последний через ключ DA6.3 поступает на вход (вывод 2) микросхемы DA4, где смешивается с сигналом от ГПД, образуя разностную частоту, лежащую в рабочем диапазоне 3,5...3,8 МГц.
Снятый с выхода DA4 (вывод 5) сигнал усиливают транзисторы VT5—VT7, доводя его мощность до 5 Вт и более. Для межкаскадного согласования использованы трансформаторы на фер-ритовых магнитопроводах. Трансформатор Т1 — резонансный, индуктивность его вторичной обмотки совместно с конденсатором СЗО образуют контур, настроенный на среднюю частоту диапазона. Чтобы не шунтировать контур входным сопротивлением усилителя, выбран полевой транзистор (VT5), к тому же включенный истоковым повторителем. Остальные два усилительных каскада — широкополосные.
На выходе передающего тракта применен мощный полевой транзистор IRF510 (VT7), способный работать до частот примерно 14 МГц. Трансформатор ТЗ — повышающий, он согласует низкое выходное сопротивление усилителя мощности со стандартным сопротивлением фильтра гармоник L1L2C43—С46 и антенного фидера (50 Ом). При работе на передачу ток, протекающий через конденсатор С41, открывает встречно-параллельно включенные диоды VD4 и VD5, поэтому амплитуда ВЧ напряжения на входе УРЧ приемника (VT4) не превышает их порогового напряжения открывания, т. е. долей вольта. Кроме того, ток, протекающий через резистор R23 и диод VD3, открывает транзистор VT4 до насыщения, он теряет свои усилительные свойства, поэтому сигнал передатчика не проходит через УРЧ к смесителю DA4. Таким способом и осуществляется автоматическая электронная коммутация антенных цепей.
ГПД трансивера представляет собой отдельный законченный блок, помещенный в металлическую коробку—экран. Схема ГПД приведена на рис. 2. Исходя из своего опыта, автор решил, что простой генератор по схеме Хартли, работающий на сравнительно высокой частоте, дает не худшую относительную стабильность частоты, чем более сложный генератор по схеме Колпица, работающий на низкой частоте. Поэтому вместо традиционного умножения автор применил деление частоты на четыре с помощью стандартных элементов цифровой логики — двух триггеров.
Задающий генератор собран на полевом транзисторе VT1. В его контур входят первичная обмотка трансформатора Т1 и конденсатор С1. Частота генерации — вчетверо выше требуемой. Для перестройки генератора по частоте служат диоды VD1, VD2, включенные как варикапы. Закрывающее напряжение на них изменяют переменным резистором R3. Вторичная обмотка трансформатора Т1, включенная в эмиттерную цепь транзистора, создает необходимую для возбуждения колебаний положительную обратную связь. С этой же обмотки сигнал подан на буферный усилитель-ограничитель (VT2), возбуждающий двухкаскадный делитель частоты, собранный на триггерах микросхемы DD1.
Выходной сигнал прямоугольной формы с требуемой частотой (5,2...5,5 МГц) снят с выхода второго триггера (вывод 9 DD1.2). В случае, если генератор работает на цифровой логический смеситель или усилитель класса Е, такой сигнал вполне подходит, но для аналоговых смесителей, подобных использованному в данном трансивере смесителю на микросхеме SA612A, колебания прямоугольной формы должны быть отфильтрованы и уменьшены по амплитуде. Их фильтрует цепь C8L1С9, при этом форма сигнала приближается к синусоидальной. Данных цепи автор не приводит, указав лишь, что последовательный контур, образованный элементами L1 и С8, должен быть настроен на частоту выходного сигнала, а реактивное сопротивление этих элементов должно быть около 1 кОм. Конденсатор С9 подбирают так, чтобы получить размах выходного напряжения (удвоенную амплитуду) около 1 В.
Автор очень мало пишет об использованных деталях и, к сожалению, не приводит данных катушек и трансформаторов. Их можно заимствовать из описаний аналогичных конструкций или воспользоваться собственным опытом. В кварцевом фильтре и опорном генераторе использованы распространенные "компьютерные" кристаллы на частоту 9000 кГц. Точность подборки их частот должна быть не хуже 100 Гц.
Большинство элементов трансивера размещено на печатной плате из односторонне фольгированного стеклотекстолита (рис. 3), однако, как отмечает автор, лучше использовать двусторонне фольгированный материал. Металлизацию со стороны деталей в этом случае не удаляют — ее соединяют с общим проводом другой стороны платы, пропаяв с двух сторон "заземленные" выводы деталей. Отверстия для других выводов со стороны сплошной металлизации раззенковывают, чтобы исключить замыкания выводов на общий провод. Прежде чем монтировать детали, необходимо установить несколько перемычек, показанных на рисунке. Развязывающий резистор R12 в первом варианте трансивера отсутствовал, поэтому резистор устанавливают на плате вертикально, одним выводом в отверстие, а другим соединяют с перемычкой, идущей к точке питания +12 В.
На время настройки трансивера вместо микрофона включают резистор сопротивлением 10 кОм. В режиме передачи надо отрегулировать подстроенным резистором R25 напряжение смещения выходного транзистора VT7 так, чтобы его ток покоя был около 5 мА. При большем токе транзистор будет нагреваться, а при меньшем возможны искажения SSB-сигнала.
Затем следует подать на микрофонный вход (не отключая резистора) сигнал от звукового генератора напряжением не более 100 мВ. Регулируя подстроечник трансформатора Т1 (для намотки этого трансформатора автор использовал стандартную арматуру контуров ПЧ от радиоприемников), добиваются максимума ВЧ сигнала на выходе трансивера (рекомендуем не забыть при этом подключить эквивалент антенны сопротивлением 50 Ом!). Возможно, что при этом понадобится подстроить частоту опорного генератора конденсатором С11, чтобы сигнал попал в полосу пропускания кварцевого фильтра. Изменяя частоту звукового генератора в пределах от 300 Гц до 3 кГц и подстраивая частоту опорного генератора, добиваются "плоской" АЧХ в этом диапазоне.
В заключение отметим, что трансивер можно выполнить и на другие диапазоны, изменив соответственно частоту ГПД и ПЧ. Для диапазона 40 м, например, автор считает, что лучше выбрать ПЧ 11,06 МГц, при этом ГПД должен работать в диапазоне от 3,76 до 4 МГц (при этом в рабочий диапазон не попадают гармоники гетеродина).
Недели три назад собирал макетом вот этот передатчик прямого преобразования на 10 460. Работает вроде без проблем, просто собран макетом. До связей дело не дошло, нужно доработать некоторые моменты. Задающий по Полякову, смеситель из его же статьиючитать ниже. 12В стабилизатора у меня не оказалось, поставил шести, пришлось усилить сигнал после буфера. Смеситель на двухзатворнике из блока селектора каналов телевизора сапфир, варикап из другого СК, кп303 просто в коробке оказалось. На выходе 6ж1п, мощных полевых у меня не было. Т1 на ферритовом колечке четырьмя скрученными проводами 0,25мм 8 витков, обмотки в стоке и истоке симметричны, та что в сетку из двух таких последовательно включённых.
Интересно, что завышая напряжение гетеродина можно получить почти АМ, почти, потому что часть второй боковой будет подавлена, а несущий будет как при нормальной АМ. Если дойдут руки, запилю шасси и опробую в эфир...
Дважды балансный модулятор-смеситель на одном полевом транзисторе по Полякову.
КВ и УКВ 2007/3
Как только стали доступны полевые транзисторы (ПТ), появились модуляторы и смесители на них. Особенно интересно использование ПТ в режиме управляемого активного сопротивления, без источника питания. Напряжение гетеродина подают на затвор, а канал транзистора (сток-исток) включают в цепь сигнала. Модулятор на ПТ в таком режиме обладает свойствами балансного, поскольку при отсутствии НЧ сигнала на его выходе ничего нет, а при положительной и отрицательной полуволнах сигнала на выходе появляется ВЧ напряжение с фазой 0 и 180 градусов (как и в классическом балансном модуляторе). В нашей стране впервые подобные модуляторы описал А.Погосов, EZ3ABV. Помнится, его статья [1] произвела сенсацию.
Вполне восторженно отзывался о смесителях на ПТ в пассивном режиме и автор одного из первых американских патентов на эту тему, перечисляя их основные достоинства - малую мощность, потребляемую от гетеродина, высокую линейность и т. д. Схема смесителя для гетеродинного приёмника, подобного описанному в [2, с.32], приведена на рис.1. Лучше всего в этом смесителе работают ПТ с изолированным затвором, симметричным относительно выводов стока-истока каналом и "правой" характеристикой, т. е. закрытые при нулевом напряжении на затворе и открывающиеся при небольшом положительном. Такие транзисторы теперь широко используют в ключах, мультиплексорах и т. д.
модулятор-смеситель на полевом транзисторе
Рис. 1.в прикреплениях:
Конденсатор С1 служит для регулировки связи с антенной, С2 - для настройки входного контура, С3 - блокировочный, он замыкает ВЧ токи, но представляет значительное сопротивление для токов НЧ. Его ёмкость обычно равна 0,01-0,1 мкФ. Он может быть и входным конденсатором ФНЧ, обычно устанавливаемого в гетеродинных приёмниках после смесителя. Резистор R1 (сопротивлением в сотни килоом) поддерживает нулевой потенциал затвора. Если ПТ имеет "левую" характеристику, через этот резистор следует подать запирающее напряжение смещения, такое, чтобы транзистор открывался лишь при подаче гетеродинного напряжения.
Всё бы хорошо, да не совсем. На высоких частотах начинают играть роль проходные ёмкости ПТ затвор-исток и затвор-сток. Из-за них получается малое подавление несущей в модуляторе и малое подавление сигнала гетеродина в смесителе гетеродинного приёмника. Это создаёт помехи соседям, слушающим на близких частотах, и помехи в своём собственном приёмнике (при отсутствии УРЧ). Дело в том, что излучённый приёмной антенной сигнал гетеродина модулируется чем угодно на плохих контактах сети, диодах выпрямителей, ржавых листах крыши и т.д. Промодулированный помехами сигнал возвращается в приёмник, синхронно детектируется в смесителе и поступает в УНЧ. На выходе могут возникнуть и фон переменного тока, и интермодуляционные помехи, и вообще незнамо что.
Вывод прост: надо добиваться максимального подавления гетеродинного сигнала как на выходе модулятора, так и на входе смесителя. "В лоб" это делается применением балансных схем, т.е. увеличением числа ПТ, что нежелательно. И вот, спустя четверть века после разработки описанного устройства, удалось существенно улучшить его, практически не усложняя!
Схема модернизированного обратимого модулятора-смесителя показана на рис.2. Элементов в ней ровно столько же, но катушка связи L2 разделена на две части, подключённые к стоку и истоку ПТ. Числа витков частей катушки L2.1 и L2.2 могут быть или одинаковыми, если ПТ симметричен (ёмкости затвор-сток и затвор-исток равны), или разными. Со стороны электрода ПТ с большей ёмкостью часть катушки должна иметь пропорционально меньшее число витков. Остальные детали - те же.
Дважды балансный модулятор-смеситель на одном полевом транзисторе
Рис. 2.в прикреплениях:
Дополнительная (вторая) балансировка модулятора смесителя получается так: если полезные токи (НЧ сигнал, прерываемый ВЧ колебаниями гетеродина) текут по частям катушки связи L2 в одном направлении, и их действие на контур L1-C2 суммируется, то паразитные ёмкостные токи с затвора на сток и исток транзистора текут в частях катушки L2.1 и L2.2 в разных направлениях, и их действие взаимно компенсируется.
Экспериментальная проверка устройства на частоте 24 МГц (максимальная частота, на которой еще можно "верить" осциллографу автора) показала следующее: при использовании транзисторов КП303А и КП305Б в модуляторе по схеме рис.1 подавление несущей едва достигало 20 дБ. Переход к схеме рис.2 увеличил подавление до 43 дБ, причём никакой специальной балансировки не делалось. Катушки L1 и L2 были намотаны на кольце К6х4х5 из карбонильного железа (средняя часть магнитопровода СБ-12) проводом ПЭЛШО-0,25. Катушка L1 содержала 12, a L2.1 и L2.2 - по 3 витка. В схеме рис.1 эти части были соединены последовательно, образуя одну катушку связи в 6 витков.
При подаче НЧ сигнала амплитудой 1 В от звукового генератора в модуляторе по схеме рис.2 наблюдалась безукоризненная форма DSB сигнала на контуре L1C2 с размахом более 3 В.
Дальнейшие усовершенствования предложенного модулятора-смесителя могут быть такими: для работы гетеродина на половинной частоте надо включить два одинаковых ПТ каналами параллельно, а на затворы подать противофазные напряжения гетеродина через симметрирующий трансформатор [3, С. 127]. Можно исток и сток одного транзистора соединять соответственно со стоком и истоком другого, обеспечив дополнительную симметричность всей структуры.
Полагаю, что весьма перспективно применение устройства и в простых микротрансиверах, подобных описанным в [3, с.227 - 233], и их дальнейших модификациях типа "Пикси" [4], "Микро-М" [5] и т.п. Уменьшенное излучение гетеродинов должно значительно повысить помехоустойчивость трансиверов и облегчить работу в минитестах при близком расположении корреспондентов.
